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引言

        在反向整流控制中，需要6個(gè)控制IGBT的同步信號，在以前的試驗中，同步信號的獲取是先由模擬電路對兩個(gè)線(xiàn)電壓進(jìn)行調理，然后兩個(gè)線(xiàn)電壓信號再進(jìn)入DSP通過(guò)AD轉換為數字信號進(jìn)行處理，數字信號處理中又通過(guò)鎖相環(huán)或者帶通濾波處理得到正弦同步信號，最后通過(guò)這兩個(gè)正弦信號進(jìn)行適當的邏輯處理得到6個(gè)控制IGBT的同步信號，在這種同步信號的獲取中硬件電路需要有DSP或者M(jìn)CU處理器來(lái)處理，涉及到這類(lèi)信號處理器就要考慮其可靠性，如抗干擾方面、PCB板布局方面、芯片多管腳的焊接方面等。
        針對上述情況，我們考慮是否能直接用部分模擬電路簡(jiǎn)單產(chǎn)生信號，然后通過(guò)CPLD進(jìn)行邏輯處理得到6個(gè)同步信號，在單元控制板中，由于逆變也需要利用CPLD來(lái)處理逆變部分的信號和與主控進(jìn)行通信的處理，所以CPLD是必不可少的，因此由模擬電路產(chǎn)生的信號通過(guò)CPLD處理也是比較直接的過(guò)程。

1、存在的問(wèn)題

在模擬電路產(chǎn)生信號中，主要還是對線(xiàn)電壓或者相電壓過(guò)零點(diǎn)的獲取，在過(guò)零點(diǎn)的獲取中常用的是用運放進(jìn)行過(guò)零比較。在反向整流工作中，由于電源的內阻存在，在輸入電源上就存在IGBT開(kāi)通或關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的缺口，如圖1所示：

                 圖1、反向整流工作的電源相電壓

上圖為反向整流工作時(shí)的電源相電壓，對此如果用線(xiàn)電壓獲取同步信號時(shí)就會(huì )存在線(xiàn)電壓過(guò)零點(diǎn)的不準確，如果對線(xiàn)電壓進(jìn)行濾波處理雖然可以去掉缺口，但可能對信號產(chǎn)生相移，從而用線(xiàn)電壓進(jìn)行比較獲取過(guò)零點(diǎn)并不大合適；如果用上圖相電壓進(jìn)行過(guò)零比較來(lái)獲取過(guò)零點(diǎn)，這樣在缺口處和過(guò)零點(diǎn)處就出現過(guò)零點(diǎn)信號，由于缺口處的寬度比較窄，缺口處可以通過(guò)CPLD處理去除，然后留下比較真實(shí)的過(guò)零點(diǎn)，但是由于變壓器到單元之間為三相三線(xiàn)制，不存在中線(xiàn)，所以需要通過(guò)三相制造一個(gè)中點(diǎn)，但這樣這個(gè)中點(diǎn)的電位是不確定的，是浮動(dòng)的，所以也完全可能造成過(guò)零點(diǎn)不準確，特別是三相出現不平衡時(shí)就比較明顯，對此采用相電壓進(jìn)行過(guò)零比較也是不大合適。
2、解決的方法

對于上述情況考慮采用光耦來(lái)獲取同步信號的過(guò)零點(diǎn)，這樣就可以不用考慮三相中點(diǎn)電位問(wèn)題，又能夠獲取相電壓的過(guò)零點(diǎn)，初步方式如圖2所示：

 
                      圖2、光耦獲取同步信號

在這個(gè)電路中通過(guò)光耦TA、TB、TC的次級就可以獲取三相的過(guò)零信號，但在反向整流工作中仍然由于電源缺口在光耦次級會(huì )有比較窄的過(guò)零脈沖，但是完全可以通過(guò)CPLD適當的處理去掉，如圖3中的藍色，沒(méi)有經(jīng)過(guò)CPLD處理時(shí)獲取的信號：

 
                 圖3、過(guò)零脈沖的獲取

3、6個(gè)同步信號的產(chǎn)生方法

由于反向整流要求同步信號有比較高的對稱(chēng)波形，上面的電路中只是取到了相電壓的大于零的部分，但由于光耦和二極管的壓降存在，可能會(huì )使得不對稱(chēng)的情況產(chǎn)生，所以如果要正負半周對稱(chēng)，可以考慮使用6個(gè)光耦來(lái)產(chǎn)生信號，如下圖：

 
                    圖4、6路同步信號的獲取電路

通過(guò)6個(gè)光耦就可對稱(chēng)地獲取三相的同步信號，這6個(gè)同步信號先進(jìn)行整形，然后進(jìn)入CPLD進(jìn)行窄脈沖的去除，在去除窄脈沖時(shí)，可以考慮利用延時(shí)的方法，延時(shí)時(shí)間選擇為1.66667mS(對應50HZ時(shí)的30度)，這樣既去除了窄脈沖又得到了線(xiàn)電壓的過(guò)零點(diǎn)信號，然后對這6個(gè)信號進(jìn)行邏輯運算就可得到驅動(dòng)6個(gè)IGBT的信號，完成同步信號的獲取。
4、電路的優(yōu)化

在考慮用普通光耦達到快速的電平翻轉，可采用光耦次級進(jìn)行推挽輸出的方式，這樣可以加速電平翻轉和減小光耦產(chǎn)生的延時(shí)，其電路結構如下：

 
                         圖5、推挽輸出的電路

通過(guò)這種電路后，在光耦的次級不存在取樣電阻的選擇，對輸出的信號a\b\c在光耦導通時(shí)由于其與電源和地之間阻抗較小，抗干擾又有進(jìn)一步的提高，存在的問(wèn)題是在上光耦和下光耦都沒(méi)有導通工作時(shí)，信號a\b\c輸出是處于不確定電平狀態(tài)，在進(jìn)入整形之前需要通過(guò)電阻確定電平，在CPLD內處理的過(guò)程和邏輯仍然相同。這種電路工作中相互得到的信號如下:

 
                        圖6、電路的信號波形

A為a相的相電壓，B為上電路結構中a輸出的信號，C為信號a進(jìn)行1.66667毫秒的延時(shí)濾波（圖中考慮光耦次級連接方式進(jìn)行了反向處理）波形，D為理想中對應的三相相電壓波形（三相相序為正序情況，即B相滯后A相120度，C相滯后B相120度），從波形上不難看出，信號a進(jìn)行30度的濾波延時(shí)后其上升沿正好是線(xiàn)電壓AB的過(guò)零點(diǎn)（即A相與C相的交點(diǎn)，見(jiàn)上圖中的D圖），信號a\b\c進(jìn)行同樣的處理后可以進(jìn)行如下邏輯處理來(lái)得到6個(gè)驅動(dòng)信號：

 
                         圖7、信號的邏輯處理電路

    圖中t1\t2對應A相，t3\t4對應B相，t5\t6對應C相，假設信號a\b\c進(jìn)行濾波延時(shí)處理后的信號為A\B\C，則6個(gè)驅動(dòng)信號的邏輯處理為：
      t1 = A and !B   t2 = !A and B
      t3 = B and !C   t4 = !B and C
      t5 = C and !A   t6 = !C and A
這樣邏輯處理后正好對應6個(gè)IGBT是進(jìn)行120度工作，在實(shí)際中CPLD內還需要對輸入的三個(gè)信號進(jìn)行相序的辨識，上面的邏輯關(guān)系是對于正序A-B-C的關(guān)系，如果是負序（A-C-B）時(shí)，需要對邏輯關(guān)系進(jìn)行適當調整，負序時(shí)只需要將用到B相的信號與C相進(jìn)行交換即可。
5、注意的問(wèn)題

在信號濾波延時(shí)過(guò)程中需要注意事項，由于光耦前級限流電阻不能選擇太?。娮韫β适芟蓿?，由于電阻值比較大，在光耦次級產(chǎn)生的信號a\b\c存在延時(shí)問(wèn)題，電阻越大延時(shí)就越大，此時(shí)在濾波延時(shí)的時(shí)間就要小于1.66667mS，如果不減小延時(shí)時(shí)間，在回饋電流上就會(huì )產(chǎn)生比較大的峰值電流，通過(guò)仿真可以看到，如果R=500K時(shí)，可以用濾波延時(shí)1.2mS時(shí)，峰值電流就比較小，如果還用1.66667mS作為濾波延時(shí)時(shí)，峰值電流能達到正常電流的2倍以上。
    在采用這種方法時(shí)利用電流觸發(fā)光耦導通，從而可以提高抗干擾，也不需要做AD變換來(lái)進(jìn)行數字處理，在單元輸入缺相時(shí)，其光耦產(chǎn)生的信號就不是180度導通的狀態(tài)，這樣就可利用CPLD進(jìn)行一個(gè)邏輯判斷就可知道是否缺相。
6、總結

以上探討了直接用部分模擬電路簡(jiǎn)單產(chǎn)生信號，然后通過(guò)CPLD進(jìn)行邏輯處理得到6個(gè)同步信號，去控制反向整流電路的方法，實(shí)際應用中也可能遇到?jīng)]有考慮全面的問(wèn)題，需要在實(shí)際的試驗中加以完善，但這畢竟是一個(gè)較好的控制策略，比數字處理電路要來(lái)的簡(jiǎn)潔、可靠，省去了抗干擾、PCB板布局、芯片多管腳的焊接等方面的困擾，應該是一個(gè)較好的方法。